在上一贴中我们讲到了射极跟随器的一个扩展应用：推挽放大器。这种放大器采用NPN三极管和PNP三极管配合工作，大大提高了电源的利用效率，也减少了制作时对所用元件的要求。因此在现实生活中被大量采用。而射随器还有许多种变形，以适应不同的应用要求。今天我们就来研究一下经常会遇到的几种射随器的电路。
第一种，使用正负电源的电路
这个电路采用了正负电源供电，在以前讲共射极放大器时也接触过这种形式的电源。这种电路的一个特点是可以把三极管的基极偏置在地电位上（0V），这样的一个好处就是当输入信号不含直流成份时，可以省去输入耦合电容。而即使输入信号中含有直流成份，而这个直流成份与信号电平叠加后只要没有使三极管进入饱合或截止状态，则放大器仍能正常工作。或者换句话说，这种放大器可以对直流信号进行放大，只不过由于输出耦合电容的存在而导致放大后的直流信号不能被负载取得而已。
为了帮助大家更好的理解上面的内容，在下面给出三种可能的输入信号波形，结合这三种波形，对照上面的电路会较容易的理解。
本图中的三个波形自上而下分别是含有正直流成份的正弦波，不含直流成分的正弦波，含负直流成份的正弦波。考虑下这三种波形的信号在输入有耦合电容的放大器和无耦合电容的放大器会产生什么效果，对放大器有何影响？
将基极偏置在0V时，还有一个好处是在保证了基极电流稳定性的前提下，省掉了两个分压偏置电阻。在以前的贴子中有的朋友对此种偏置电路的基极电流的流向和取消分压偏置电阻感到不是很理解。那么下面我们专门针对这个问题再做一下讲解。下面有三个电路图，分别是三种不同的偏置电路，我们来分析一下它们的优缺点：
所谓偏置电路，就是为三极管提供一个合适的工作状态，以使其工作在线性放大区。
首先我们来看一下固定偏置电路：电阻Rb将基极与电源Vcc连接在一起，为三极管提供一定的基极电流以使其工作在线性区。在这个电路中，三极管的基极电流完全通过Rb从电源取得，然后通过选择Re的大小以取得合适的发射极电流（集电极电流），使三极管正常工作。我们知道即使是同一型号三极管的?值也会有很大不同从几十到几百都有可能。那么如果针对某一?值的三极管做好的设计当换成另外一个三极管时，偏置电路各元件的数值就要重新计算了，这对产品的批量生产无疑是个很大的麻烦。而且，此偏置电路对温度和电源电压的变化也很敏感，虽然有Re的存在使敏感程度大降低但仍不可避免的会对电路的工作状态产生一定的影响。所以这种偏置电路不是一个很好的设计。
第二种分压偏置电路相对来说就要好很多了。由R1，R2组成的分压器电路来为三极管提供基极电流。而且我们在设计时将在R1，R2上流过的电流设计的远远大于三极管的基极电流（一般是10倍）。这时，R1，R2所组成的偏置电路可以认为是一个性能较差的恒流源来为三极管提供基极电流，当由于温度或更换三极管时的基极电流的变化相对于流过R1，R2的电流很小。而引起的R2上的分压变化（VR2=Vcc*R2/(R1+R2)）可以忽略不计，从而使三极管的工作状态更加稳定。这是一种不错的偏置电路。
第三种采用正负电源的电路，三极管的基极被偏置在地电位，我们知道，对于一个电路来说可以认为地电位是恒等于0的。那么，首先不管电源电压如何变化，三极管的基极电位都不会有什么变化。虽然温度稳定性和三极管的可替换性相对于分压偏置来说要差（相当于固定偏置电路），但可以通过一个较大的Re电阻来对进行改善，相对于省去输入电容所获得的对直流信号的处理能力来说还是值得的。实际上这种偏置电路可以看做是固定偏置电路的一个变化形式。因此这种电路在集成运放的设计中普遍采用，而且运放的输入部分又采用了差动放大器（我们在以后会讲到），从而得到了更好的温度稳性。
这个电路中三极管的基极电流流向是这样的：地—47K偏置电阻—三极管BE结—Re（1K电阻）--电源的-5V端，此时发射极电压为-0.6V。大家注意这里的电压数值都是对地而言的。
同样，大家也应该注意到，严格来说，三极管的基极电位并不是绝对的0V，因为47K电阻上有一个基极电流流过，因此三极管的基极电位准确说是略低于0V（基极电压=Ib*47K），当Ib为10uA时，基极电位约为-0.47V，如果采用较大?值的三极管，如图中所用的2SC2458，该三极管的?值一般在500左右，根据图中的参数可知，Ib约为9uA，基极电位则为-0.41V。三极管的?值越大，则基极电位越趋近于0，因此在选用这个三极管时应尽量选用超?三极管，它们的?值一般在一千以上甚至数千。
从图中我们可以看到，这个电路的输入电阻基本上就是47K偏置电阻的阻值。如果要得到更高的输入阻抗比如100K，同时让基极（输入端）电位趋近于0，有必要选用更高?值的三极管。而对这个电路进行设计时，因为基极电位趋近于0，发射极电位就很容易得出，同时根据我们所希望的发射极电流确定合适的发射极电阻就可以了。
下面我们来看书中的另外一个电路。
在前面的例子中，我们通过采用双电源可以将三极管的基极偏置在地电位从而省去输入电容，但由于发射极电位要低于基极电位0.6V（NPN），因而不能省去输出电容。那么在上面的图中，利用给基极做偏置的两个二极管分别将上下两个三极管的基极电位偏置在0.6V和-0.6V，从而使两管的发射极电位，也就是输出端直流电位同样为0V，这样一来，连输出电容也都可以省去了。
信号从图中的输入端和地之间输入，从图中的输出端和地之间输出。两个三极管的基极电流由两个9.1K电阻和两个二极管提供。两个二极管是导通的，它们的压降在理想情况下刚好等于三极管的Vbe，这时三极管刚好处于要导通还未导通的状态（一触即发？），当有信号输入时，在信号的正半周，上管基极电位提高，上管导通进入线性区开始放大，下管基极电位同样随输入信号提高，下管仍处于将通未通的状态一直到信号的负半周，下管基极电位降低开始导通，下管进入线性区对信号进行放大，上管电位随信号电压的下降而下降（一直高于信号电压一个二极管压降0.6V）始终处于将通未通的状态。
以上是这个电路的理想状态分析，在上一贴我们分析推挽电路时有讲过，这种在无信号时三极管将通未通的状态是不可能出现的。再良好的配对和筛选也不可能让两个三极管的Ube和两个二极管的正向压降Vf完全相同。所以这只是一种理论上的可能性。当匹配的情况出现时，就意味着输入端的电压不完全为0，输出端的电压也不可能完全为0。
同样，如果正负电源电压的绝对值不相等的话，也会使输入端的电位不等于0。甚至两个9.1K的偏置电阻的误差（四环碳膜电阻的误差为10%-20%，五环碳膜电阻或金属膜电阻的误差为1%-5%）同样会使输入输出端直流电位偏离0V。因此这个电路并不是一个实用的电路，只是方便于我们分析推挽电路的工作原理。
而这里最主要的问题就在于二极管与三极管的配对实在是太困难了。因此，人们又想出了其它的解决办法，如下图：
在这个图中，把为Tr3，Tr4提供偏置电压的二极管换成了Tr1，Tr2两个三极管，而且Tr1与Tr3（Tr2与Tr4）两个三极管是采用同一工艺制造，而制造过程中尽最大可能让它们的工艺特性相同，从而使它们能够实现最大可能的配对。这样一来，就很大程度上解决了使用二极管偏置时所出现的问题。同时，由于Vbe的极为相近，使Tr3和Tr4的偏置也变得简单了。按书上的话说就是：“如果晶体管的特性相同，在Vbe的值相等时，发射极电流也相同”。
在实际使用时，要求高的话可以选用封装在一起的互补对管或者降低要求使用分立的互补对管，在使用分立互补管时，在设计PCB时，应将两只三极管尽可能靠近，并固定在同一片散热片上，以使两管的温升一致。
使用互补对管是一个不错的主意，但是同一封装的互补对管价格高昂，分立的互补对管在配对上又不是很精准。因此在更多的应用中，采用了加入发射极电阻的方法来对三极管静态电流进行补偿。如下图：
本图中两个200Ω的电阻就是用来稳定工作点的发射极电阻，具体工作原理可以看以前贴子的分析，这个已经讲过就不再讲了。基极偏置电路的二极管由两个增加到了四个。目的是让发射极电阻上也得到0.6V的电压，以实现电流负反馈，当然这个反馈的量并不是很大。
这样一来就放弃了以前所介绍的推挽放大器的一个优点，三极管在无信号时，其发射极仍有电流流过，也就是说在无信号时，三极管并不是处于上面所说的那种一触即发的状态，而是提前就进入了放大区来等待输入信号的到来，这里发射极电流的大小是3mA。也就是说这个电路比较费电，但相对于前面对晶体管的配对和会产生交越失真来说，浪费的这3个mA的电流还是很值得的。
这个电路也是现在一些简单的功放所大量采用的电路形式，虽然配对的精确度并不高，但由于发射极电阻的存在，改善了放大器的输出波形，也稳定了放大器的静态工作电流，同样也对晶体管的配对要求放松了很多。
以上所介绍的电路都是小信号的处理电路，有许多的问题并没有涉及到，如热击穿，电流的温度飘移，电源电压波动等问题。这些内容我们会在下一章的功率放大器中讲到，同时第三章的内容也基本完成了。
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发表于 2014-11-20 08:17:53