晶体管电路设计 第二十三贴

李俊韬

在上一贴中，我们了解了一个较大功率的功放与小功率功放的主要区别及设计时的一些注意事项。认真看贴的朋友，一定会发现，这两者在电路结构上好象并没有太多的区别，而事实上也就是如此。

当然，这个结论对于10W以下的功放来说是正确的。而对于几十W甚至上百瓦输出的功放来说，还是后者要更复杂一些。因为，为了得到更大的功率输出必然要提高电源电压，这就造成了对前级电压放大部分的更高要求，而使电路有了一点点的变化。关于这个问题，在本书第5章最后面的关于100W功放的设计中有一些讲解，有志于设计更大功率功放的朋友可以看一下。

下面，我们来开始今天的内容，首先还是上图。

为了方便起见，我在Multisim中重新把书上的图画了一遍，现在大家看到的是一张白板图，所有的元件都没有标记参数。下面我们要做的就是象填空一样，把参数都填上。

图中各元件的用途，我们在后面的设计中会讲到。现在还是按老规矩，把一些约定俗成的或者说可以按经验取值的元件标注上。

这些元件包括，运放的电源退耦电容：C4,C7,C3,C8，分别取值100uF和104，它们在PCB上的位置要尽可能的靠近运放。功放电流输出级的电源退耦电容：C10,C5,C6,C9，分别取值2200uF和104，它们在PCB上的位置要尽量靠近末级的大功率三极管。（元件标号有些乱，画的时候随便放的，大家按号找就是了）

    之所以后面的用2200uF，前面的只用100uF，是因为后级所需的电流明显要数十倍甚至上百倍于前级，所以为了保障其稳定的退耦作用，大容量是必不可少的。至于104的作用，以前讲过，这里不多说了。

音量电位器，用50K的指数型电位器。之所以用指数型，是因为人耳对大的声音不是很敏感，相反，对小的声音却很非常敏感。指数型电位器在调节时，旋转同样的角度在开始时阻值变化小，后面阻值变化大，其阻值变化与旋转角度在二维坐标上刚好是一个指数曲线。

R25是负载，也就是音箱了，阻值8欧。

标好的图如下：

再继续就是开始计算了，我们首先要确定电源电压，要确定电源电压，我们要知道在8Ω负载上得到10W的功率，要多少输出电压才行。

这个计算很简单，根据公式P=U*U/R,U=SQR(P*R)=SQR(10W*8Ω)=8.94Vrms，要注意的是这个8.94V是输出电压的有效值，我们不能直接拿有效值来用，因为对于正弦波来说，它的波峰和波谷的幅度要超出有效值的大小。而为了确定电源电压，我们要知道的是正弦波（输出信号）的最大波峰和最大波谷的幅值，也就是Vp（峰值）的大小。所以，有Vp=SQR(2)*Vrms=1.414*8.94Vrms=12.65V。

结果出来了，在输出10W功率时，信号在正负向的最大幅值分别是12.65V和-12.65V，那么很显然，电源电压不能低于这个数值，而且考虑留有一定余量的情况，4V吧，我们将电源电压定为正负17V。

电源电压确定了，按从后往前的顺序，我们来计算R20,R21,R22,R23这四个功率管发射极电阻的值。它们的存在意义在前面已经说了，这四个电阻太大，会损耗输出功率，太小又对末级的稳定性有影响。而对于这个电路来说，稳定性的问题我们通过热耦合与均流的方式来解决，所以这四个电阻可以小一些。

大约有这几个选择，0.5Ω，0.22Ω，0.1Ω，不要再小了，再小的话还不如不用呢。选哪一种呢？我们来算一下。当输出10W功率时，信号电压是12.65V，负载是8Ω，那么此时的信号电流是12.65V/8Ω=1.58A，因为是两个功率管并联输出，所以每个发射极电阻上流过0.79A的电流，对应三个阻值，电阻上消耗的功率分别是0.312W，0.138W和0.063W。

结论很显然，0.312W损耗太大了，0.138W和0.063W选哪一个呢？算了，哥不在乎那60多mW的损耗，选中间的吧，选用0.22Ω,0.5W的绕线电阻或水泥电阻。

下面是四个功放管均流电阻的选择，这个电阻大于，均流效果好，但信号会在上面有较大损失，太小均流效果不好，影响稳定性甚至导致三极管烧毁，这个电阻的取值范围一般限定在1Ω至100Ω之间，并且其上的最大信号损失不超过1V，0.6V（一个PN结电压）左右平衡性最好。

上面已经算过了，单个功放管的最大电流是0.79A，按其在最大电流输出时其β值为60计算，单个功放管的最大基极电流是14mA左右，书中选择的是47Ω，在其上损失的信号电压是0.63V，我们就用它了：47Ω。

上面说的基极电流14mA是电路在工作中的最大基极电流，现在我们需要知道末级的静态电流的大小才可以进行下一步的计算。这个静态电流取多少呢？你喜欢偏甲类的放大器可以取得大些，比如50mA到200mA，喜欢偏乙类可以取得小些20mA以内，这里我们设定末级的静态电流为10mA，偏向乙类。要注意的是，如果你在这里选用的静态电流过大比如100mA，那么在前面计算发射级0.22Ω电阻功率时别忘了把这个电流加上，不然电阻功率选小了可是会冒烟的。

把刚才定好的数据标记在图上，如下图：

在上一贴我们讲过，为了用尽可能小的输入电流得到较大的输出电流，我们在本设计中采用了三极管的达林顿用法。Q2,Q4,Q6组成了一个达林顿结构，对于这个结构我们可以将其抽象为具有1.2V左右Vbe的高β值晶体管。它的偏置电路仍然同我们以前所学习过的相同。我们把偏置部分单独拿出来分析一下：

这个电路的特点就是R3上面是一个PN结的电压0.6V，Q1的CE结电压要稍稍大于4个（因为是达林顿结构，一般是2个）PN结电压，2.4V，R8上的电压等于2个PN结电压加上R16，Q4的BE结，R20，R22,Q5的BE结，R18上压降的和。

最终目的是通过调节R7，使R20，R21，R22，R23中流过的电流为10mA（末级静态偏置电流）。刚才说了，Q2，Q4,Q6是达林顿结构，设Q2β为100，Q4与Q6在最大工作时β为60，则总β为6000，最大工作电流为0.79A，则Q2所需最大基极电极为0.79A/6000=0.13mA。这是只有Q4的时候所需的基极电流，再加上Q6与Q4是并联的，所以总的需Q2提供的基极电流是0.26mA。按10倍原则，也就是Q1的发射极电流应为2.6mA,我们可以取大些，采用5mA。设Q1的β为100，则Q1的基极电流为0.05mA，10倍原则下，R7，R9,R3中的电流应为0.5mA。

已知R3上是一个PN结的压降，所以R3=0.6V/0.5mA=1.2k欧。

已知Q1的CE结电压应为2.4V多一些，所以R7+R9=1.2K*3=3.6K多一些。所以R9用2.7K，R7用2.2K微调电位器。

同时R8上有约1.2V稍多的压降，且流过3mA的电流（上面讲过要记住的），所以R8取值为1.2V/3mA=400欧，这个电阻并不要求很精确，可以取得小些，也可大些，只要能保障末级四个功率管的静态基极电流就可以了。这里我们可以同书中一样取220也可以取120或460都可以。但它一旦确定，则会影响末级10mA偏流大小，这一点可以通过R7的调整来解决。

好了，现在偏置电路还剩下R4，R6没有解决。刚才我们说了，Q1的发射极电流取5mA，且Q1的CE压降为2.4V，很明显，R4,R6上的压降就是电源电压减去2.4V，也就是17V*2-2.4V=31.6V。那么R4+R6=31.6V/5mA=6.32K,为了保证功放管的基极电压一致，这两个电阻肯定要取一样大小，所以每个电阻3.16K，我们取3.3K。

现在把所有计算出来的数值标在图下如下：

最后，还剩下R1，R2还有C2没有取值，C1那个耦合电容一般取10uF就可以了，如果你能保证输入信号不含直流成份的话，C1也可以省略，这样能更好的改善电路的低频特性。

关于R1,R2与C2的取值，涉及到运放的同相比例放大器的理论了，这里不多说了，只提供一个公式。因为是整个电路的大环负反馈，所以这个功放的整体放大倍数也就是增益是由R1与R2决定的。

公式如下：

A=1+R1/R2

我们设定此放大器的増益为20dB，也就是10倍，可以很好的把电脑耳机插座中输出的最大1V左右的信号放大至10V，也就是接近10W的功率。所以R1取值9K，R2取值1K就可以了，当然如果你想要提高功放的增益，可以适当増大R1的数值，比如加到15K，这时功放的放大倍数是16倍。但这时要注意的是，如果输入信号过大的话，比如1V，受电源电压的限制，输出信号不会达到16V，而会在14V左右削顶。当然，如果你提高电源电压的话，输出功率还会进一步増大，但有一点要注意的是，不要超出运放的耐压，不然的话。。。。。

至于C2的作用，就和书中讲的一样，加大高频段的反馈量以减小高频増益，避免出现自激。这个电容虽小，但涉及到的理论很多，如零极点，相位偏移，频率特性等等，不在本贴讲述范围，感兴趣的朋友可自行找资料研究。

最后，上一张全图，供大家参考。